二段差動で限界までゲインを搾り取る
概要
通常の二段差動回路は初段が抵抗負荷なので、初段カレントミラー負荷の構成と比べると直流ゲインで劣ります。
初段を定電流負荷にすれば、限界までゲインを絞れます。ただし、単純に定電流負荷にしても電位が安定しないので、直流帰還が必要です。これは二段目の共通エミッタ（ソース）では同相成分だけ残っていることを利用すれば、割と容易にできます。
発想としては、これらと同じです。
ということで理屈の上ではできるので、シミュレーションでやってみます。
シミュレーション
とりあえずこんな回路・・・。
AC特性です。
えぐいくらいオープンゲインが稼げています。200dBに達しそうです。
1kHzで約1W出力時の出力FFTです。
- 1kHz：8.8dB
- 2kHz：-139dB
- 3kHz：-149db
それなりに低歪みです。
思うところあって、初段ステップ補償にしてみます。
この方がゲインが稼げるし、対称性も良くなるはずです。
オープンゲインは凄まじく、10mHzで260dBくらいに達しています。実機だとここまでは出ない気がしますが、それでも相当のハイゲインになるでしょう。
なったからなんだって話ですが。それより、対称性の改善とゲインの増大の方が重要です。
- 1kHz：8.8dB
- 2kHz：-142dB
- 3kHz：-147dB
2次歪みは微減、3次歪みは微増という結果に。これだと2段目で位相補償Cによる負帰還がかからないので、オープンゲインが増えても相殺されるのでしょう。
まとめ
やればできます。性能についてはシミュレーションで云々してもしょうがないのですが、悪くなさそうな感触があります。ただ、この回路は見かけませんねえ。
ZDR・D-NFBのわかりやすい解説
はじめに
ZDRやD-NFBは怪しい技術だとずっと思っていましたが、ごく単純であることを悟りました。そこで説明を書きます。
簡単なモデル
単純のために0dBアンプを考えます。信号源、理想バッファ、何らかの回路と負荷があるとします。何らかの回路が補正したい誤差成分に相当します。
「何らかの回路」のところに1Vの電池が入ったとします。
こうすると出力に-1Vのオフセットが生じます。対策は？ 簡単です。入力を1V嵩上げしてあげれば元通りになります。
これで行けるのなら、差動増幅回路で直接検出して入力に加算してもいいことになります。そうすると1Vの電池に限らず、何が来ても対応できるようになります。
これを使って出力段で生じる誤差を消すのがZDR（D-NFB）ということになります。
現実的な問題点
誤差成分の回路が上の例のように電池であれば入力信号との相関関係はなく、定数を入力に足すだけなので正帰還は一切かからないことになります。
実際は出力段の出力インピーダンス＋非線形成分であり、この両端電圧は信号と相関を持ちますから、何らかの形で正帰還がかかります。それでも、正帰還ループのゲインは1よりはるかに小さいので（たとえば0.1Ω相当のZoとして、8Ω負荷で1V入力すると0.012Vの電圧がここに生じる。ゲインは1/81で何ら問題ないレベル）、回路は安定です。ZDRは正帰還で無限大のゲインにしたものをNFBで安定化するという解釈もありますが、あまり正鵠を射ていないと思います。どちらかといえばフィードフォワードに近いものという評価が妥当と思います（ただし主アンプと補正アンプを兼用）。
また、ただの加減算ですから、過剰打ち消しで負性インピーダンスアンプにもできると考えられます。直線性は悪化しますが・・・
それでも正帰還がかかるのは厄介といえば厄介で、理論上無歪み・Zo：0Ωは両立できないはずです。
まとめ
扱いやすい回路だと思いました。出力段の歪が多い回路には向いているでしょう。ただ、誤差検出の精度をどう確保するかが課題になります。
参考リンク
MOS-FET準コンプリ出力段の対称性
はじめに
準コンプリ出力段は対称性が悪いと言われて久しいですが、MOS-FETでちゃんと設計したものはかなり良好な対称性を発揮します。これは以前の記事でも触れました。
せっかくなのでもう少し追求してみます。
おさらい
以前との記事と同様の内容を掲載します。
上下のドライバ段ソース抵抗50Ω、出力素子駆動抵抗50Ωが一致していることがミソです。
電流波形はよく揃います。
可聴域は問題なし。残念ながら、上下の駆動インピーダンスが揃わないので（上側はFETフォロアの出力インピーダンス分だけ低いインピーダンスで駆動される）、高周波では乖離します。それでも劇的にひどいというほどでもありません。
つまり、こういう定数であれば上側パワー素子の駆動電圧と下側パワー素子の駆動電圧が揃い、特に問題ないことがわかります。
駄目な設計の場合
下側の局所帰還ループのゲインを増やしてみます。
電流波形の対称性が崩れます。
AC特性を見ると下側からかなり乖離しています。
現象としては、下側の局所帰還ループのゲインが増えたことで下側出力インピーダンスが下がり、こちらが多くの電流を食ってしまったということになります。
考察
FETアンプであればゲート電流が（直流的には）流れないため、対称な設計が可能。
バイポーラの場合はベースのインピーダンスが無視できないので、適切に補正する必要があります。補正すればかなりいい線まで行くとは思われます。
まとめ
準コンだからといって対称性が悪いとは言い切れない。
どうしても同極性SEPPを作らないといけない場合、金田式などの上下独立電流ドライブにも十分対抗できる方法です。普通のバッファとして使え、ダーリントンと同等という性質があり、扱いやすいと思います。
また、以前見た柴田式との比較では、
あちらと比べて局所帰還を大きくかけられない点は不利であるものの、回路がシンプルになり高周波で素直な挙動になることが期待されるといったメリットは十分あります。
出力段パスコンの存在意義
電源にインダクタのある回路を書いてみます。
やばい。なにが起きているのか？ たぶん素子の帰還容量あたりとLC直列共振して手のつけられないことになっています。
パスコンを入れて対策します。
ちょっと共振っぽいものが残りますが、まともになります。
結論：電源は低インピーダンスに保つ必要がある。
自作アンプのアース配線の考え方【ステレオアンプ編】
はじめに
前回の記事では基本的なアース配線の考え方について説明しました。
そこで、今回はもう少し実践的な例として、電源を共有するステレオアンプのアース配線について書こうと思います。ステレオアンプのアース配線は妥協が必要、という話もよく聞きますが、この記事を読むとそれがどういうことなのかよくわかると思います。
ステレオアンプのアース配線
さて、このようなアンプを考えます。基本的な内容については前回の記事で書いたので、詳細については触れません。前回の記事を参照してください。
次のようにアース配線したとします。ぱっと見は悪くなさそうです。が、問題があります。
実は、これは前段の機器を含めた巨大なアースループを形成します。この通りやると、たいていハムが出ます。
どうすれば対策になるでしょう？ とりあえず入力ピンジャックのアースは入力に近いところ（というか入力端子）でまとめるのが鉄則になります。ここを引っ張ると巨大なアースループができてろくなことがありません。とりあえずそれでやってみましょう。
ついでにアッテネーターとスピーカーの配線もまとめてしまいましたが、こうなります。
残ったアース記号はどうするかって？ Vrefに一点アースするしかないでしょう。
なんだかまがまがしくなりましたが、これが一番妥協の少ない方式です。適切な配線の長さでこの通りに組めれば大きな問題は出ないでしょう。
じゃあ妥協の多い方式はどんなのかって？ こんなのです。
左右でアースをまとめてみてそれぞれを参照電位につなぎ、入力ピンジャックのアースはしょうがないので直接参照電位に落としてみた……という配線例です。要するに、左右独立基板で作って、それぞれでアースをまとめるとこうなると思ってください。
この方式だと、アッテネーターと帰還回路とスピーカーのリターンが共通インピーダンスを形成します。スピーカーのリターンは他と比べて3桁くらい多くの電流が流れるので、それだけでも大騒ぎです。何桁も違う電流を同じアースに流すのですから・・・
そして、参照電位までは銅線で引っ張りますから、銅の抵抗でここに思いっきりスピーカー電流に起因する電位差が生じます。それがアッテネーター側では正帰還、帰還回路側では負帰還されます。俗に言う電流正帰還と電流帰還ですね。
なんだか愉快なことになりそうです。確実に言えるのは、出力インピーダンスの絶対値が大きくなるということです（まあ正帰還と負帰還でちょうど良く打ち消しあったら影響が消えるかもしれないが・・・）。無視できるかというと微妙で、はっきり聴こえるほどひどいことにはならないけどカタログスペックには出てくるし耳のいい人は聴き分けられる……という程度の影響が生じると思います。ちゃんと検討はしていません。そのうちやります。
ではパワーアンプを左右独立基板で作りたい場合に究極一点アース方式でやるとどうなるかというと、基板に電力を消費する回路用のアース（スピーカーなど）と小信号用のアース（NFBなど）を分けて生やし、それぞれを参照電位まで引っ張ることになります。NFBのアースをずっと引っ張るのも気持ち悪いというか、おっかないですね。配線距離が短く済めば良いですけど。何十センチも引っ張るのは問題になりそうです。
ということで、意外と妥協する方法のほうが問題が少ないケースもあるので、注意が必要です。個人的には、左右を同じ基板で作るなら究極一点アース方式を目指しますし、左右独立基板ならたぶん妥協する方を選びます。あとはせいぜい、入力アッテネーターを他の基板に追い出して（これは議論の余地なく左右でまとめるべき）、前段機器から流れてきた電流の信号ループをさっさと完結させるようにすると良いでしょう。
なんだか書いていて気が滅入ってきましたが、まだ続きます。
ステレオアンプで、大元の電源は一つだけど左右に分けて、それぞれレギュレータやデカップリングを入れてチャンネルセパレーションを改善してみる……というシチュエーションがたまによくあるでしょう。実はそんな工夫をしなくて済む回路を考えた方が良い結果を生むことが多いのですが*1、何はともあれやってしまった場合の話です。
こうすると実はあまり選択肢がなく、ほぼ自動的にこんな感じになると思います。
入力は共通の参照電位に落とすしかありませんね。いまいちな感じもしますが、まあこれで良しとしましょう。
他にもいろいろあると思いますが、さすがに面倒なのでパスします。
まとめ
ステレオアンプの場合は、入力のアースを一箇所にまとめざるを得ないのと、大元のアースが1つしかないという制約のために妥協した配線を強いられます。なかなか大変ということです。
*1:あとこれは余談ですが、左右で分けるよりは電圧増幅段と出力段とで分けた方がはるかに理にかなっています。ここを分離できていれば、左右は共通電源でもあまり困らないと思います。
自作アンプのアース配線の考え方【基本編】
はじめに
アンプを自作する上で避けては通れないトピックに、アース配線があります。
たいていは極端に変なことをしなければ（ループとか）適当に太めの線で繋げば音はまともに出ますし、アース配線の良し悪しで音質が変わる……なんてことも正直感知できるほど変わるかどうかは疑わしいところですが、少しでもノイズが少なかったり特性が良かったりする配線方法を真面目に追求しようとすると、やはりそれなりに難解なのがアースです。ということで、アースについて考えてみます。
（オーディオアンプとシミュレーションというタイトルのブログですが、今回はシミュレーションは行いません）
基本編
この記事は基本編なので、1チャンネルのパワーアンプについて考えます。つまり、以下のような回路です。
これといって変なところはない、よくある構成だと思います。回路を構成するのは、入力アッテネーターと理想オペアンプと帰還回路と負荷のスピーカーと電源です。こんな単純な回路のアースについて考えます。
とりあえず、回路全体の参照電位Vrefを決めましょう。
回路図上ではこの点になります。実装では電源のケミコンのところでも良いですし、そこから引き出して基板の上にやってきたところで参照電位としても構いません。ただ、配線の都合のいいところにしないと苦労すると思います。
参照電位といっても、別にここでシャーシや大地に落とせという意味ではありません（そうしたければそうしても良いですけど）。あくまでもそうみなすと考えやすい、ということです。一点アースの「一点」に該当します。よく言われることですが、参照電位が複数あって、更にその間に電源のリプルが流れたりすると台無しなので、そこはよく考慮してください。どこでも良いので一点に決めることです。
さて、この回路ですが議論の余地なくまとめてしまえる箇所が2箇所あります。入力と出力です。
まず入力側アッテネーターですが、ここは前段の接続機器（SRC）から流れてきた電流がアッテネーターを通って前段機器のGND（SRC GND）に帰っていくという信号ループなので、議論の余地なく一つにまとめます。ただ、実際の回路では高周波では入力容量が効いてオペアンプの入力端子に電流が流れますが、この記事では高周波のアーシングまでは考慮しませんし、実際問題として可聴域ではアッテネーターに流れる電流のほうが数桁大きいので（まともな設計なら）無視して構いません。
もう一つ議論の余地がないのは負荷のスピーカーのアース端子で、ここは太い配線で最短で参照電位に落とします。出力段から負荷に流れた電流は電源の中を通って帰っていくという信号ループなので、こちらも議論の余地はありません。そうしないと出力インピーダンスに影響を及ぼします（長いスピーカーケーブルの抵抗や端子の接点抵抗に比べたら無視できるような数字ですが）。まあ、参照電位を電源の間にしてしまったのでそうせざるを得ないということでもあります。
ということで5箇所のアースを3箇所にまとめられました。この3箇所は理想的には同一電位になるように処理する必要があります。ということで、一点アースにしてみるとこうなります。
これはこれで論理的には正しいのですが、少し問題があります。回路図を見てもわかる通り、入力端子側のアースと帰還回路のアースがかなり長い配線になることです。実装でも、この辺のアースポイントは参照電位からは遠い場所に来ることが多いと思うので、一点アースしてしまうとこうなります。
どちらもインピーダンスが高いノードなので流れる電流によって生じる電位差はたかが知れていますが、配線が長いと誘導などを拾って悪影響があるかもしれません。悪いことに、この二点は増幅回路の入力です。つまり、ここに生じた電位差はそのまま出力に（ゲイン倍されて）現れます。そう考えると、これはちょっとまずいですね。
ということで、この二点を先にまとめるとこうなります。
見ればわかりますが、この配線の仕方だと入力と負帰還でいわゆる共通インピーダンスを生じます。回路図上で帰還回路のアースポイントからVrefまでの間に生じた電位差が入力端子にも乗ってしまうということです。とはいえ、インピーダンスの高いノードで流れる電流が少ないので、無視してもそれほど不都合はありません。
この2点については、短く配線できるなら一点アース方式、長くなってしまうなら共通でまとめる方式がおすすめです。状況に応じてどちらかを選びます。
ということで、アース配線が完成しました。
この記事でカバーできていないこと
シャーシアースについて触れませんでしたが、はっきり言ってどこでも良いです。別にシャーシがフロートでも良いくらいです（ただし感電対策を真面目に考えるなら大地には落とした方が良い。内部の増幅回路とつなぐかどうかはまったくの任意）。
あえてシャーシアースの配線を引くのであれば、まず必ず一箇所に絞ってください。シャーシに電流が流れて良いことは一般的に言ってありません。また、入出力端子のアースなどとループを形成しないよう考慮してください。入出力端子のところでアースに落とすか、入出力端子をシャーシから浮かせて他のところで落とすかのどちらかになります。
理想オペアンプを想定したので無視できましたが、回路形式によってはアンプ内部の増幅回路でもアースに落とすことがあります（真空管回路などはその方が普通）。そちらはそちらで適切なアース配線を考えないといけませんし、適切にデカップリングする必要があります。
今回想定したのは1チャンネルのパワーアンプなので問題は少ない方ですが、これが筐体・電源を共有するステレオアンプになると途端に大変になります。モノラルアンプはこの方法で作れますが、ステレオアンプは別物だと思ってください。そちらはそちらで後日記事にします。
まとめ
基本的なアースの考え方について説明しました。単純な回路でも意外と考慮することは多いということがわかっていただけたかと思います。
低域ブースト電流正帰還
こういう回路について考えます。
ぱっと見では負帰還側をいじった電流正帰還回路。負帰還側はバスブーストです。
最終ゲインでもたしかにバスブーストされます。しかし、これだけでは面白くありません。
注入法で出力インピーダンスを見ます。
負性なので注意。電流正帰還ループ内でバスブーストすると低域側で出力インピーダンスの負性度が上がります。低音の音圧が高まる上に強力に制動されるので、定性的に考えるとかなり良さげです。
f0の4波バーストで過渡特性を見ます。
電圧波形、電流波形ともに4波が終わったあと下側にあるのがブーストの方です。ほんの少しですが収束が速いかな？ という気がします。
いわゆる内部ブーストというやつですが、うまく使えば低音の量感と制動感を両立できる負性インピーダンスアンプ系ではほぼ唯一の方法のはずです。
